၁။ မိတ်ဆက်
မက်တာပစ္စည်းများကို သဘာဝအတိုင်းမရှိသော လျှပ်စစ်သံလိုက်ဂုဏ်သတ္တိအချို့ကို ထုတ်လုပ်ရန် လူလုပ်ဒီဇိုင်းထုတ်ထားသောဖွဲ့စည်းပုံများအဖြစ် အကောင်းဆုံးဖော်ပြနိုင်ပါသည်။ အနုတ်လက္ခဏာပါသော ခွင့်ပြုနိုင်စွမ်းနှင့် အနုတ်လက္ခဏာပါသော မက်တာပစ္စည်းများကို ဘယ်ဘက်လက် မက်တာပစ္စည်းများ (LHMs) ဟုခေါ်သည်။ LHM များကို သိပ္ပံနှင့် အင်ဂျင်နီယာအသိုင်းအဝိုင်းများတွင် ကျယ်ကျယ်ပြန့်ပြန့်လေ့လာခဲ့ကြသည်။ ၂၀၀၃ ခုနှစ်တွင် Science မဂ္ဂဇင်းမှ LHM များကို ခေတ်ပြိုင်သိပ္ပံဆိုင်ရာ ထိပ်တန်းသိပ္ပံဆိုင်ရာ တိုးတက်မှုဆယ်ခုတွင် တစ်ခုအဖြစ် သတ်မှတ်ခဲ့သည်။ LHM များ၏ ထူးခြားသောဂုဏ်သတ္တိများကို အသုံးချခြင်းဖြင့် အပလီကေးရှင်းအသစ်များ၊ အယူအဆများနှင့် စက်ပစ္စည်းများကို တီထွင်ခဲ့ကြသည်။ ဂီယာလိုင်း (TL) ချဉ်းကပ်မှုသည် LHM များ၏ မူများကိုလည်း ခွဲခြမ်းစိတ်ဖြာနိုင်သည့် ထိရောက်သော ဒီဇိုင်းနည်းလမ်းတစ်ခုဖြစ်သည်။ ရိုးရာ TL များနှင့် နှိုင်းယှဉ်ပါက မက်တာပစ္စည်း TL များ၏ အရေးအကြီးဆုံးအင်္ဂါရပ်မှာ TL ကန့်သတ်ချက်များ (ပျံ့နှံ့မှုကိန်းသေ) နှင့် လက္ခဏာရပ် impedance တို့ကို ထိန်းချုပ်နိုင်ခြင်းဖြစ်သည်။ မက်တာပစ္စည်း TL ကန့်သတ်ချက်များကို ထိန်းချုပ်နိုင်ခြင်းသည် ပိုမိုကျစ်လစ်သောအရွယ်အစား၊ မြင့်မားသောစွမ်းဆောင်ရည်နှင့် ထူးခြားသောလုပ်ဆောင်ချက်များဖြင့် အင်တင်နာဖွဲ့စည်းပုံများကို ဒီဇိုင်းဆွဲရန်အတွက် အကြံဉာဏ်အသစ်များကို ပေးစွမ်းသည်။ ပုံ ၁ (က)၊ (ခ) နှင့် (ဂ) တို့သည် သန့်စင်သော ညာလက် transmission line (PRH)၊ သန့်စင်သော ဘယ်ဘက်လက် transmission line (PLH) နှင့် composite ဘယ်ဘက်-ညာလက် transmission line (CRLH) တို့၏ lossless circuit model များကို အသီးသီးပြသထားသည်။ ပုံ ၁(က) တွင်ပြထားသည့်အတိုင်း၊ PRH TL equivalent circuit model သည် series inductance နှင့် shunt capacitance ပေါင်းစပ်ထားလေ့ရှိသည်။ ပုံ ၁(ခ) တွင်ပြထားသည့်အတိုင်း၊ PLH TL circuit model သည် shunt inductance နှင့် series capacitance ပေါင်းစပ်ထားခြင်းဖြစ်သည်။ လက်တွေ့အသုံးချမှုများတွင် PLH circuit ကို အကောင်အထည်ဖော်ရန် မဖြစ်နိုင်ပါ။ ၎င်းမှာ မလွှဲမရှောင်သာသော parasitic series inductance နှင့် shunt capacitance အကျိုးသက်ရောက်မှုများကြောင့်ဖြစ်သည်။ ထို့ကြောင့်၊ လက်ရှိတွင် အကောင်အထည်ဖော်နိုင်သော ဘယ်ဘက်လက် transmission line ၏ ဝိသေသလက္ခဏာများမှာ ပုံ ၁(ဂ) တွင်ပြထားသည့်အတိုင်း composite left-handed နှင့် right-handed structures များဖြစ်သည်။
ပုံ ၁ မတူညီသော ဓာတ်အားလိုင်းပတ်လမ်းပုံစံများ
ဓာတ်အားလိုင်း (TL) ၏ ပျံ့နှံ့မှု ကိန်းသေ (γ) ကို အောက်ပါအတိုင်း တွက်ချက်သည်- γ=α+jβ=Sqrt(ZY)၊ ဤတွင် Y နှင့် Z တို့သည် admittance နှင့် impedance အသီးသီးကို ကိုယ်စားပြုသည်။ CRLH-TL ကို ထည့်သွင်းစဉ်းစားလျှင်၊ Z နှင့် Y တို့ကို အောက်ပါအတိုင်း ဖော်ပြနိုင်သည်-
ယူနီဖောင်း CRLH TL တွင် အောက်ပါ ပျံ့နှံ့မှု ဆက်နွယ်မှုရှိလိမ့်မည်။
phase constant β သည် real number သို့မဟုတ် imaginary number ဖြစ်နိုင်သည်။ β သည် frequency range အတွင်း လုံးဝ real ဖြစ်ပါက၊ γ=jβ အခြေအနေကြောင့် frequency range အတွင်း passband ရှိသည်။ အခြားတစ်ဖက်တွင်၊ β သည် frequency range အတွင်း imaginary number ဖြစ်ပါက၊ γ=α အခြေအနေကြောင့် frequency range အတွင်း stopband ရှိသည်။ ဤ stopband သည် CRLH-TL အတွက်သာဖြစ်ပြီး PRH-TL သို့မဟုတ် PLH-TL တွင်မရှိပါ။ ပုံ ၂ (က)၊ (ခ) နှင့် (ဂ) တို့သည် PRH-TL၊ PLH-TL နှင့် CRLH-TL တို့၏ dispersion curves (ဆိုလိုသည်မှာ ω - β ဆက်နွယ်မှု) ကို ပြသထားသည်။ dispersion curves များအပေါ်အခြေခံ၍ transmission line ၏ group velocity (vg=∂ω/∂β) နှင့် phase velocity (vp=ω/β) တို့ကို ထုတ်ယူပြီး ခန့်မှန်းနိုင်သည်။ PRH-TL အတွက်၊ curve မှ vg နှင့် vp တို့သည် parallel (ဆိုလိုသည်မှာ vpvg>0) ဖြစ်ကြောင်း ကောက်ချက်ချနိုင်သည်။ PLH-TL အတွက်၊ မျဉ်းကွေးသည် vg နှင့် vp တို့သည် အပြိုင်မဟုတ်ကြောင်း (ဆိုလိုသည်မှာ vpvg<0) ပြသသည်။ CRLH-TL ၏ ပျံ့နှံ့မှုမျဉ်းကွေးသည် LH ဒေသ (ဆိုလိုသည်မှာ vpvg < 0) နှင့် RH ဒေသ (ဆိုလိုသည်မှာ vpvg > 0) ရှိကြောင်းလည်း ပြသသည်။ ပုံ ၂(ဂ) မှ မြင်တွေ့ရသည့်အတိုင်း၊ CRLH-TL အတွက်၊ γ သည် စစ်မှန်သော အစစ်အမှန်နံပါတ်ဖြစ်ပါက၊ stop band ရှိသည်။
ပုံ ၂ မတူညီသော ဂီယာလိုင်းများ၏ ပျံ့နှံ့မှုမျဉ်းကွေးများ
CRLH-TL ရဲ့ series နဲ့ parallel resonance တွေက မတူညီကြတဲ့အတွက် unbalanced state လို့ခေါ်ပါတယ်။ ဒါပေမယ့် series နဲ့ parallel resonance frequency တွေ အတူတူပဲဆိုရင် balanced state လို့ခေါ်ပြီး ရလာတဲ့ ရိုးရှင်းတဲ့ equivalent circuit model ကို Figure 3(a) မှာ ပြထားပါတယ်။
ပုံ ၃။ ဘယ်ဘက်လက်သုံး composite transmission line ၏ circuit model နှင့် dispersion curve
ကြိမ်နှုန်းတိုးလာသည်နှင့်အမျှ CRLH-TL ၏ ပျံ့နှံ့မှုဝိသေသလက္ခဏာများသည် တဖြည်းဖြည်းတိုးလာသည်။ ၎င်းမှာ အဆင့်အလျင် (ဆိုလိုသည်မှာ vp=ω/β) သည် ကြိမ်နှုန်းပေါ်တွင် ပိုမိုမှီခိုလာသောကြောင့်ဖြစ်သည်။ ကြိမ်နှုန်းနိမ့်များတွင် CRLH-TL သည် LH လွှမ်းမိုးထားပြီး ကြိမ်နှုန်းမြင့်များတွင် CRLH-TL သည် RH လွှမ်းမိုးထားသည်။ ၎င်းသည် CRLH-TL ၏ နှစ်ထပ်သဘောသဘာဝကို သရုပ်ဖော်သည်။ မျှခြေ CRLH-TL ပျံ့နှံ့မှုပုံကို ပုံ ၃(ခ) တွင် ပြသထားသည်။ ပုံ ၃(ခ) တွင်ပြထားသည့်အတိုင်း LH မှ RH သို့ အကူးအပြောင်းသည် အောက်ပါတွင် ဖြစ်ပေါ်သည်-
ω0 သည် အကူးအပြောင်းကြိမ်နှုန်းဖြစ်သည်။ ထို့ကြောင့် ဟန်ချက်ညီသောအခြေအနေတွင် γ သည် စိတ်ကူးယဉ်နံပါတ်သက်သက်ဖြစ်သောကြောင့် LH မှ RH သို့ ချောမွေ့သောအကူးအပြောင်းဖြစ်ပေါ်သည်။ ထို့ကြောင့် ဟန်ချက်ညီသော CRLH-TL ပျံ့နှံ့မှုအတွက် stopband မရှိပါ။ ω0 တွင် β သည် သုညဖြစ်သော်လည်း (လမ်းညွှန်လှိုင်းအလျားနှင့် အဆုံးမဲ့နှိုင်းယှဉ်လျှင်၊ ဆိုလိုသည်မှာ λg=2π/|β|)၊ ω0 တွင် vg သည် သုညမဟုတ်သောကြောင့် လှိုင်းသည် ဆက်လက်ပျံ့နှံ့သည်။ အလားတူပင်၊ ω0 တွင်၊ အရှည် d (ဆိုလိုသည်မှာ φ= - βd=0) ၏ TL အတွက် phase shift သည် သုညဖြစ်သည်။ phase advance (ဆိုလိုသည်မှာ φ>0) သည် LH ကြိမ်နှုန်းအပိုင်းအခြား (ဆိုလိုသည်မှာ ω<ω0) တွင် ဖြစ်ပေါ်ပြီး phase retardation (ဆိုလိုသည်မှာ φ<0) သည် RH ကြိမ်နှုန်းအပိုင်းအခြား (ဆိုလိုသည်မှာ ω>ω0) တွင် ဖြစ်ပေါ်သည်။ CRLH TL အတွက်၊ လက္ခဏာရပ် impedance ကို အောက်ပါအတိုင်းဖော်ပြထားသည်-
ZL နှင့် ZR တို့သည် PLH နှင့် PRH impedance များ အသီးသီးဖြစ်သည်။ unbalanced case အတွက်၊ characteristic impedance သည် frequency ပေါ်တွင် မူတည်သည်။ အထက်ပါညီမျှခြင်းက balanced case သည် frequency နှင့် မသက်ဆိုင်ကြောင်း ပြသသောကြောင့်၊ bandwidth match ကျယ်ပြန့်နိုင်သည်။ အထက်တွင် ရရှိလာသော TL ညီမျှခြင်းသည် CRLH ပစ္စည်းကို သတ်မှတ်ပေးသော constitutive parameters များနှင့် ဆင်တူသည်။ TL ၏ propagation constant သည် γ=jβ=Sqrt(ZY) ဖြစ်သည်။ ပစ္စည်း၏ propagation constant (β=ω x Sqrt(εμ)) ကို ပေးထားလျှင်၊ အောက်ပါညီမျှခြင်းကို ရနိုင်သည်။
အလားတူပင်၊ TL ၏ ဝိသေသ impedance၊ ဆိုလိုသည်မှာ Z0=Sqrt(ZY) သည် ပစ္စည်း၏ ဝိသေသ impedance၊ ဆိုလိုသည်မှာ η=Sqrt(μ/ε) နှင့် ဆင်တူပြီး၊ ၎င်းကို အောက်ပါအတိုင်း ဖော်ပြပါသည်-
ပုံ ၄ တွင် ဟန်ချက်ညီသော နှင့် မညီမျှသော CRLH-TL (ဆိုလိုသည်မှာ n = cβ/ω) ၏ ယိုင်လဲမှုညွှန်းကိန်းကို ပြသထားသည်။ ပုံ ၄ တွင်၊ CRLH-TL ၏ ၎င်း၏ LH အကွာအဝေးရှိ ယိုင်လဲမှုညွှန်းကိန်းသည် အနုတ်ဖြစ်ပြီး ၎င်း၏ RH အကွာအဝေးရှိ ယိုင်လဲမှုညွှန်းကိန်းသည် အပေါင်းဖြစ်သည်။
ပုံ ၄။ ဟန်ချက်ညီသော နှင့် မညီမျှသော CRLH TL များ၏ ပုံမှန် refractive index များ။
၁။ LC ကွန်ရက်
ပုံ ၅(က) တွင်ပြထားသော bandpass LC ဆဲလ်များကို cascading လုပ်ခြင်းဖြင့်၊ အရှည် d ၏ ထိရောက်သော တစ်ပြေးညီဖြစ်သော ပုံမှန် CRLH-TL ကို အခါအားလျော်စွာ သို့မဟုတ် အခါအားလျော်စွာ တည်ဆောက်နိုင်သည်။ ယေဘုယျအားဖြင့်၊ CRLH-TL ၏ တွက်ချက်မှုနှင့် ထုတ်လုပ်မှု အဆင်ပြေစေရန်အတွက် ဆားကစ်သည် အခါအားလျော်စွာ ဖြစ်ရန် လိုအပ်သည်။ ပုံ ၁(ဂ) ရှိ မော်ဒယ်နှင့် နှိုင်းယှဉ်ပါက၊ ပုံ ၅(က) ရှိ ဆားကစ်ဆဲလ်တွင် အရွယ်အစား မရှိဘဲ ရုပ်ပိုင်းဆိုင်ရာ အရှည်သည် အဆုံးမရှိ သေးငယ်သည် (ဆိုလိုသည်မှာ မီတာဖြင့် Δz)။ ၎င်း၏ လျှပ်စစ်အရှည် θ=Δφ (rad) ကို ထည့်သွင်းစဉ်းစားလျှင်၊ LC ဆဲလ်၏ phase ကို ဖော်ပြနိုင်သည်။ သို့သော်၊ အသုံးချထားသော inductance နှင့် capacitance ကို အမှန်တကယ် သိရှိနိုင်ရန်အတွက်၊ ရုပ်ပိုင်းဆိုင်ရာ အရှည် p ကို ထူထောင်ရန် လိုအပ်သည်။ အသုံးချနည်းပညာ (ဥပမာ microstrip၊ coplanar waveguide၊ surface mount components များ စသည်) ရွေးချယ်မှုသည် LC ဆဲလ်၏ ရုပ်ပိုင်းဆိုင်ရာ အရွယ်အစားကို သက်ရောက်မှုရှိလိမ့်မည်။ ပုံ ၅(က) ရှိ LC ဆဲလ်သည် ပုံ ၁(ဂ) ရှိ incremental model နှင့် ဆင်တူပြီး ၎င်း၏ ကန့်သတ်ချက် p=Δz→0။ ပုံ 5(ခ) ရှိ တူညီမှုအခြေအနေ p→0 အရ၊ TL ကို (အလျား d ရှိသော စံပြတူညီသော CRLH-TL နှင့် ညီမျှသော) (LC ဆဲလ်များ ဆင့်ကဲဆင့်ကဲ ඉදිරියටဖြင့်) တည်ဆောက်နိုင်ပြီး၊ TL သည် လျှပ်စစ်သံလိုက်လှိုင်းများအတွက် တူညီပုံပေါ်ပါသည်။
ပုံ ၅ CRLH TL သည် LC ကွန်ရက်ကို အခြေခံသည်။
LC cell အတွက်၊ Bloch-Floquet theorem နှင့် ဆင်တူသော periodic boundary conditions (PBCs) များကို ထည့်သွင်းစဉ်းစားလျှင်၊ LC cell ၏ dispersion relation ကို အောက်ပါအတိုင်း သက်သေပြပြီး ဖော်ပြထားပါသည်။
LC ဆဲလ်၏ series impedance (Z) နှင့် shunt admittance (Y) ကို အောက်ပါညီမျှခြင်းများဖြင့် ဆုံးဖြတ်သည်-
ယူနစ် LC ဆားကစ်၏ လျှပ်စစ်အရှည် အလွန်သေးငယ်သောကြောင့် Taylor ခန့်မှန်းချက်ကို အသုံးပြု၍ အောက်ပါအတိုင်း ရရှိနိုင်ပါသည်-
၂။ ရုပ်ပိုင်းဆိုင်ရာ အကောင်အထည်ဖော်မှု
ယခင်အပိုင်းတွင် CRLH-TL ထုတ်လုပ်ရန် LC ကွန်ရက်ကို ဆွေးနွေးပြီးဖြစ်သည်။ ထိုကဲ့သို့သော LC ကွန်ရက်များကို လိုအပ်သော capacitance (CR နှင့် CL) နှင့် inductance (LR နှင့် LL) ကို ထုတ်လုပ်နိုင်သော ရုပ်ပိုင်းဆိုင်ရာ အစိတ်အပိုင်းများကို လက်ခံကျင့်သုံးခြင်းဖြင့်သာ အကောင်အထည်ဖော်နိုင်သည်။ မကြာသေးမီနှစ်များအတွင်း surface mount နည်းပညာ (SMT) ချစ်ပ်အစိတ်အပိုင်းများ သို့မဟုတ် ဖြန့်ဝေထားသော အစိတ်အပိုင်းများကို အသုံးချမှုသည် အလွန်စိတ်ဝင်စားဖွယ်ကောင်းခဲ့သည်။ Microstrip၊ stripline၊ coplanar waveguide သို့မဟုတ် အခြားဆင်တူနည်းပညာများကို ဖြန့်ဝေထားသော အစိတ်အပိုင်းများကို အကောင်အထည်ဖော်ရန် အသုံးပြုနိုင်သည်။ SMT ချစ်ပ်များ သို့မဟုတ် ဖြန့်ဝေထားသော အစိတ်အပိုင်းများကို ရွေးချယ်သောအခါ ထည့်သွင်းစဉ်းစားရမည့် အချက်များစွာရှိသည်။ SMT-based CRLH ဖွဲ့စည်းပုံများသည် ခွဲခြမ်းစိတ်ဖြာမှုနှင့် ဒီဇိုင်းအရ ပိုမိုအသုံးများပြီး အကောင်အထည်ဖော်ရန် ပိုမိုလွယ်ကူသည်။ ၎င်းသည် ဖြန့်ဝေထားသော အစိတ်အပိုင်းများနှင့် နှိုင်းယှဉ်ပါက ပြန်လည်ပြုပြင်ခြင်းနှင့် ထုတ်လုပ်ခြင်း မလိုအပ်သော off-the-shelf SMT ချစ်ပ်အစိတ်အပိုင်းများ ရရှိနိုင်မှုကြောင့်ဖြစ်သည်။ သို့သော် SMT အစိတ်အပိုင်းများ ရရှိနိုင်မှုသည် ပြန့်ကျဲနေပြီး ၎င်းတို့သည် ကြိမ်နှုန်းနိမ့်များ (ဆိုလိုသည်မှာ 3-6GHz) တွင်သာ အလုပ်လုပ်လေ့ရှိသည်။ ထို့ကြောင့် SMT-based CRLH ဖွဲ့စည်းပုံများတွင် လည်ပတ်မှုကြိမ်နှုန်းအပိုင်းအခြားများနှင့် သီးခြားအဆင့်လက္ခဏာများ အကန့်အသတ်ရှိသည်။ ဥပမာအားဖြင့်၊ ရောင်ခြည်ထုတ်လွှတ်သည့် အပလီကေးရှင်းများတွင် SMT ချစ်ပ်အစိတ်အပိုင်းများသည် ဖြစ်နိုင်ချေမရှိနိုင်ပါ။ ပုံ ၆ တွင် CRLH-TL ကိုအခြေခံ၍ ဖြန့်ဝေထားသောဖွဲ့စည်းပုံကိုပြသထားသည်။ ဤဖွဲ့စည်းပုံကို interdigital capacitance နှင့် short-circuit လိုင်းများဖြင့် အကောင်အထည်ဖော်ပြီး LH ၏ series capacitance CL နှင့် parallel inductance LL အသီးသီးကို ဖွဲ့စည်းပေးသည်။ လိုင်းနှင့် GND အကြားရှိ capacitance ကို RH capacitance CR ဟုယူဆပြီး interdigital ဖွဲ့စည်းပုံတွင် လျှပ်စီးကြောင်းစီးဆင်းမှုကြောင့်ဖြစ်ပေါ်လာသော magnetic flux မှထုတ်လုပ်သော inductance ကို RH inductance LR ဟုယူဆသည်။
ပုံ ၆ ဒစ်ဂျစ်တယ် ကက်ပတာများနှင့် အတိုကောက် အင်ဒွန်တာများ ပါဝင်သည့် တစ်ဖက်မြင် မိုက်ခရိုစထရစ် CRLH TL။
အင်တင်နာများအကြောင်း ပိုမိုလေ့လာရန်၊ ကျေးဇူးပြု၍ ဝင်ရောက်ကြည့်ရှုပါ-
ပို့စ်တင်ချိန်: ၂၀၂၄ ခုနှစ်၊ သြဂုတ်လ ၂၃ ရက်
